Convertitore
Low-Noise 2,4GHz-144MHz
per Phase 3-D
(
I2SG , Gianfranco Sabbadini
i2sg@ari.it )
1 - UN CONVERTITORE INNOVATIVO PER PHASE 3-D
I segnali down-link di Oscar 40 in
banda "S" costituiscono , ad oggi ,
uno degli elementi
di successo che ha caratterizzato questo impegnativo progetto che ha raccolto
l'entusiasmo e la partecipazione di
radioamatori di tutto il mondo, anche se un po' delusi dal mancato funzionamento
di altre vitali funzioni del satellite quali ad esempio i trasmettitori V/UHF.
Sia pure con un'inclinazione dell'orbita lungi da
quella prevista ed
un apogeo di circa 60.000 Km , Oscar 40 ci offre la possibilita' di
sperimentare la ricezione in banda S , impiegando antenne di modeste
dimensioni. Allo scopo e' qui descritto
un convertitore con oscillatore locale controllato a quarzo che trasla la banda
dei 2,4 GHz a 144 MHz utilizzando un mixer sub-armonico innovativo.
Trattasi del RYTHM - Recovered Yeld
Tetra Harmonic Mixer - che avevo
sviluppato alcuni anni orsono. Questo mixer , unitamente a dispositivi moderni, ha
consentito la realizzazione di un convertitore semplice , caratterizzato da un
limitato numero di componenti e con prestazioni di guadagno e cifra di rumore
adeguate per il traffico via satellite a 2,4 GHz.
Il mescolatore RYTHM
consente infatti una semplificazione della catena
dell'Oscillatore Locale poiche' opera ad una frequenza 4 volte inferiore alla
fondamentale con buona efficienza di conversione.
Per la di progettazione di
questo convertitore sono stati utilizzati nuovi strumenti professionali di
calcolo ed ottimizzazione ; sono stati altresi'
valutati con analisi statistiche (
metodo Monte Carlo ) gli effetti causati dalla dispersione dei parametri dei
componenti e dalle tolleranze dimensionali del circuito stampato. Quest'ultimo punto e' ovviamente importante per garantire
una buona riproducibilita' del circuito,
costruito in tecnologia microstrip su
laminato con dielettrico in Polyester .
In sintesi le prestazioni
tipiche del convertitore sono :
Guadagno di Conversione =18
dB , Cifra di rumore =1,8 dB , Banda passante @ -1dB
>10 MHz.
2 - IL CIRCUITO
In Fig.
1 e' riportato lo schema a blocchi del convertitore mentre lo schema elettrico
e' dato un Fig.2 .
Con riferimento al
circuito osserviamo quanto segue :
1) - Lo stadio mescolatore e' preceduto da 2 stadi di amplificazione R.F. a 2,4 GHz ed e' direttamente interconnesso con un filtro alla
porta I.F. d'uscita senza stadi di amplificazione a 144 MHz
. Poiche' ciascun PHEMT ATF36077(Pseudoamorphic
High Electron Mobility Transistor) ha un guadagno
teorico di 16 dB, la somma totale delle perdite dei filtri F2 + F4 e del RYTHM e' pari a circa 14dB. (cioe' : Guadagno di conversione
Gt = 32-14= 18 dB )
2) - Il filtro interstadio , di
reiezione alla frequenza immagine , "F2" e' una struttura interdigitata a 10
poli con 5 linee microstrip in l/4 ed accoppiamenti ingresso-uscita con
"prese" (tapping) ai risonatori
terminali.
Non e' previsto alcun
elemento di sintonia fine del filtro che
ha una banda relativa sufficientemente larga per essere compatibile con le
tolleranze in gioco ed un numero di poli elevato per assicurare una buona
reiezione della frequenza immagine. ( fimmagine = 2400- 2 x I.F. =
2400-288 = 2112MHz)
3) - La rete "F1" all'ingresso per la minima cifra di rumore ( NFopt
) e' costituita da 2 tronchi di linea e non sono previsti elementi di taratura
.
I criteri e le scelte
operate per il primo stadio ricalcano quelle applicate
nel progetto del preamplificatore
NO-TUNE di cui alla Ref.1.
4) - Lo schema
base del RYTHM ed il principio di funzionamento sono illustrati in Fig.3 e 4. Una coppia di diodi e' alimentata dal segnale di oscillatore locale ed una seconda coppia e' pilotata
dallo stesso segnale attraverso una linea di ritardo di 90 gradi.
Con segnale sufficientemente ampio i diodi di
ciascuna coppia entrano in conduzione alternativamente sia per il semiperiodo positivo che per quello negativo. Pertanto ogni coppia
di diodi si comporta come un interruttore che si chiude 2 volte per ogni ciclo
del segnale dell'oscillatore. Poiche' i diodi hanno una soglia di conduzione , l'impedenza alla giunzione tra le due coppie varia 4
volte per ogni ciclo e cio' per effetto dello
sfasamento di un quarto di periodo del segnale dell'oscillatore. Il mixer ha 4 porte :
due sono alla giunzione dei 4 diodi ove e' applicato il segnale R.F. da convertire , isolato da un tronco di linea aperto
lungo l/2 , ed e' prelevato il segnale convertito di media
frequenza . Altre 2 porte sono quelle
ove sono applicati i segnali O.L. e O.L. in quadratura. Per massimizzare l'efficienza di conversione
e' necessario che le 2 porte dell'O.L. presentino una chiusura a massa ( cioe' una bassa impedenza verso massa ) alla frequenza I.F.
di conversione ed alle frequenze pari a 2 e 4 volte quella di
O.L. Cio'
e' ottenuto con una induttanza di basso valore ( L8) ed un carico capacitivo (
o stub) ( C7) posizionati , per ovvie ragioni
di simmetria , al centro della linea di sfasamento di 90 gradi. Rispetto alla prima versione ( Ref 2) questo RYTHM utilizza una quaterna di diodi Schottky accoppiati in singolo contenitore. (HP-5082-2831)
5) - L'Oscillatore Locale e' costituito da un
oscillatore con quarzo in quinta 'overtone' a
94 MHz seguito da un filtro con risonatori ad elica
(F3) per l'estrazione della sesta armonica a 564 MHz
e da uno stadio amplificatore (Q3) che
eroga 6 dBm al
RYTHM. Il filtro F3 attenua le righe
adiacenti che risultano attenuate di oltre 45 dB . Per esaltare la sesta armonica,
in serie a C14 e' inserita una induttanza di
piccolo valore ( 1 spira , D=3 mm ) con funzioni di circuito "idler".
6) - Il filtro F4 assolve 2 funzioni :
I) Estrazione del segnale I.F. a 144 MHz dal RYTHM.
II) Soppressione del segnale O.L. e
relative armoniche.
Il filtro e' realizzato con
2 tronchi di microstrip stampati
e 4 condensatori .
I valori teorici ricavati
dal ciclo di ottimizzazione e la risposta in frequenza
sono riportate in Fig.5 e 6.
Notiamo che in Fig.5 sono riportate
direttamente le dimensioni fisiche delle le microstrip
, ovvero le lunghezze L ( 77 mm e 62 mm ) e la larghezza W ( 0,25mm )
.
Inoltre osserviamo , dal grafico di sinistra di Fig.6 , che l'attenuazione in corrispondenza dei due
marker a 570 MHz e 1125 MHz
vale rispettivamente 49 dB e 58.9 dB : queste sono le attenuazioni che
subiscono le righe di spettro piu' importanti che
sono :
a) la frequenza di iniezione di O.L. al RYTHM : 564 MHz
( cioe' 94 x 6)
b) la seconda
armonica di O.L. : 1128 MHz
La linea tratteggiata
indica il livello minimo di attenuazione
( -40 dB
nell'intervallo 450...1500 MHz ) che e' stato impostato nel ciclo di
ottimizzazione del filtro.
7) - Le induttanze "Ls" inserie ai terminali
di source di Q1,Q2
sono inserite , unitamente alle resistenze R2...R5 ed L2-L3 , per forzare oltre
l'unita' il fattore di stabilita' dinamica dei dispositivi .
"Ls"
e' costituita dal percorso sul
circuito stampato e dall'induttanza propria del foro metallizzato ( o rivetto)
di chiusura a massa.
8) - L'induttanza L6 e' regolata per sintonizzare
l'oscillatore sulla frequenza naturale del quarzo. E' possibile spostare entro certi
limiti la frequenza dell'oscillatore
agendo su L6 per il corretto funzionamento alla frequenza nominale.
9) - Tutti gli stadi del convertitore sono alimentati
con una tensione stabilizzata fornita da un regolatore con 8 V d'uscita
(U1). E' prevista anche l'alimentazione
via cavo in modo da poter posizionare il convertitore
in prossimita' dell'antenna minimizzando quindi le
perdite di interconnessione all'ingresso che si sommano alla cifra di rumore
del convertitore , degradando la sensibilita' del
sistema. I diodi D6, D7 sono inseriti a
protezione di inversione di polarita'. I diodi D1,D6
riducono la tensione applicata ai 2 stadi R.F. : nel
caso di dispositivi con basso valore di Idss , il diodo D1 puo' essere
sostituito con un secondo diodo LED (rosso).
In Tab.1
e' riportato l'elenco completo dei componenti
L'accoppiatore
CL1 , il filtro F2 e tutti i tronchi di linea microstrip
(indicati in grossetto) sono devoluti al circuito stampato . L8 ed L9 sono costituite da forcelle sagomate ad "U".
(altezza 8 mm , larghezza 3 mm , filo F=0,3 mm)
3 - IL FILTRO DI
REIEZIONE IMMAGINE
Il filtro interdigitato che segue il primo stadio d'amplificazione R.F. e' stato
progettato con l'obiettivo di non avere elementi di taratura unitamente alla necessita' di garantire almeno 40 dB di reiezione alla
frequenza immagine.
Per ottenere questo
risultato e' necessario impostare una struttura con una banda passante
relativamente grande in modo da rendere accettabili le dissintonie dovute alle
tolleranze in gioco , ma con numero di risonatori
elevato , tale da garantire i valori di attenuazione
immagine. Infatti per le strutture con tecnologia microstrip
, cioe' con linee costituite da strisce metalliche
stampate sul circuito , la dispersione dovuta alle tolleranze del laminato ed a
quelle della lavorazione si ripercuotono essenzialmente sulla sintonia dei
singoli risonatori. Fig.7 riporta la curva di risposta teorica del filtro
progettato per questo convertitore. Il
grafico di sinistra fornisce l'attenuazione d'inserzione (S21) in 2
scale : 0...-100dB e -5dB ;a destra e' data la S11 e la
parte reale dell'impedenza d'ingresso. Osserviamo che l'attenuazione e'
contenuta entro -3dB per una banda passante maggiore di 150 MHz mentre , a 2150 MHz , S21 scende a -54
dB.
Nel calcolo
dell'attenuazione sono stati considerati gli elementi dissipativi associati al
materiale utilizzato nella fabbricazione del circuito stampato : resistivita' e rugosita' della metallizzazione e tangendelta
del dielettrico.
In Fig.
8 e' data l'analisi statistica della caratteristica di trasferimento S21
calcolata con una dispersione non correlata del 2 % dei valori dimensionali e cioe' delle
lunghezze (L) e spaziature (S) dei risonatori.
Notiamo che nel caso
pessimo l'attenuazione alla frequenza immagine e' di circa 50 dB mentre l'attenuazione a 2400 MHz
e' peggiorata di solo qualche frazione di dB.
Le dimensioni S ed L in figura
sono espresse in mils , millesimi di pollice (
1 mm = 40 mils ) .
Ovvero dobbiamo costruire il circuito stampato
con una precisione migliore di 0,3 millimetri nella lunghezza dei risonatori e
40 micron nella spaziatura. In termini
pratici la tolleranza sulla lunghezza dipende in modo importante dal corretto posizionamento del foro di ritorno a massa (through-hole) , mentre la precisione nella
spaziatura e' principalmente dipendente dal processo di fototecnica
ed attacco del laminato. Questi vincoli
sono stati applicati nella fabbricazione del master e nelle fasi di
lavorazione dei circuito stampato .
Il filtro e' stato anche
analizzato facendone la simulazione elettromagnetica.
In Fig.9
e' illustrata la distribuzione istantenea
delle correnti lungo i 5 risonatori.
In questo tipo di analisi il filtro e'
descritto dalle dimensioni fisiche reali piuttosto che da un circuito simbolico
con componenti RLC o linee di trasmissione . Pertanto non solo e' possibile
verificare il comportamento di qualsiasi tipologia fisica ma si possono
includere anche componenti strutturali quali i pioli
(o fori metallizzati) di ritorno a massa dei risonatori e l'effetto del
contenitore .
Osserviamo come il
risonatore centrale sia percorso da una corrente piu'
elevata poiche' il coefficiente di risonanza caricato
e' piu' elevato , essendo
maggiormente spaziato da quelli adiacenti, ovvero meno accoppiato .
Questo esempio dimostra che
la simulazione elettromagnetica delle
strutture fisiche dei circuiti e' un nuovo potente strumento di
analisi che rientra nelle potenzialita' di
calcolo dei moderni P.C. ed apre ai radioamatori un ampio ventaglio di
sperimentazione di circuiti e sistemi a radiofrequenza anche non convenzionali
. Il Computer Aided Design occupa ed occupera' uno spazio sempre maggiore nello shach del moderno radioametore
ed assumera' una importanza
fondamentale non meno di quellio che il grid-dip , i fili di Letcher
ed i signal tracers
ebbero negli anni ruggenti dell'inizio
del precedente secolo.
4 - REALIZZAZIONE
Il convertitore e'
realizzato su un circuito stampato in Polyester da
0,75 mm di spessore (72 x 54 mm , Fig.
10) ed e' racchiuso in un contenitore standard in ferro stagnato.
Tutti i componenti
sono saldati dal lato microstrip ad eccezzione
dei condensatori by-pass passanti C3 , C5 , C6 , C8 , C22 dei condensatori
C4 , C6 e dei diodi D1 , D6 che sono montati dal
lato del piano di massa. La bobina L6 , il filtro F3 con risonatori ad elica ed il quarzo Y1 sono inseriti dal lato massa
ma sono saldati dal lato microstrip. (v. Fig.11)
In fig
12 e' illustrato uno dei primi 4 esemplari costruiti
Le operazioni di montaggio dei convertitore in sequenza sono le seguenti :
1) Il circuito stampato e'
forato , rivettato e rifilato a misura con le pareti
del
contenitore.
2) Il contenitore e'
tracciato e forato :
i connettori SMA sono saldati.
3) Il circuito stampato e'
saldato al contenitore dal lato massa e dal lato
microstrip.
4) In sequenza sono saldati
al circuito : i condensatori by-pass passanti , il
regolatore U1 e
tutti i componenti passivi.
5) Si saldano Q3 e Q4 e si verifica il funzionamento dell'oscillatore.
6) Sono montati i diodi del
RYTHM e Q1 e Q2
7) Si esegue la taratura
dell'Oscillatore Locale e si allinea il filtro con
risonatori ad
elica per la massima uscita a 564 MHz .
8) Vengono misurati
guadagno di conversione e cifra di rumore (NF).
Eventualmente si inserisce
un piccolo rettangolo di spugna absorber in
prossimita'
del primo stadio R.F. se il guadagno di conversione
varia con
l'applicazione del
coperchio di chiusura del contenitore.
A termine della costruzione , i nuclei del filtro ad elica e quello di L6 (visibili in
Fig.13) sono
bloccati con un piccola goccia di resina.
5 - LE PRESTAZIONI
Le caratteristiche
principali del convertitore misurate sui
primi 5 esemplari costruiti sono riportate in Tab.2 .
La cifra di rumore (NF) e' relativamente costante in un intervallo di
circa 30 MHz , poiche' la larghezza di banda del convertitore e' limitata
dal filtro d'uscita I.F. mentre la banda passante degli stadi R.F. e' molto piu' estesa.
( v. misura del
campione #3 in Fig.14
). I valori indicati di N.F. sono
TOTALI, cioe'
compredono i contributi di tutti gli stadi + RX a 144
MHz
con N.F.= 4,5 dB.
FIG.
14
(pezzo # 3)
Per la taratura e le misure
sono stati utilizzati gli strumenti
: Gain-Noise
Analyzer EATON 2075 , Spectrum
Analyzer Avantek R3361B
, Sorgenti ENR HP 646A/B/C , bolometro HP435A , attenuatori di precisione Narda.
Per valutare il rapporto
segnale/rumore e quindi il margine che abbiamo nella
ricezione dei segnali di Oscar-40 possiamo applicare , in prima approssimazione
, le seguenti semplici considerazioni.
1) Il segnale "SI" al ricevitore e' dato dalla somma :
SI = PTX + ATX + ARX - ( AS +AI )
ove :
PTX = Potenza
del trasmettitore ( in dBm)
ATX =
Guadagno d'antenna di Oscar 40 (dB rispetto a
radiatore isotropico)
ARX =
Guadagno d'antenna al ricevitore (dBi)
As = Attenuazione nello spazio libero (in dB)
AI = Attenuazione cavi di interconnessione
antenna-convertitore (in dB)
2) L'attenuazione del segnale nello "spazio
libero" vale :
AS = 32,4
+ 20log f + 20log D
con la frequenza "f" espressa in MHz e la
distanza "D" in
Km.
Pertanto se assumiamo ad esempio :
* potenza a bordo del
satellite = 10 W = 40 dBm
* guadagno antenna TX = 8 dB
* distanza = 50.000 Km
* guadagno antenna RX = 20 dBi
* perdite di interconnessione = 0,5 dB
abbiamo che l'attenuazione di tratta vale 194dB ed il segnale all'ingresso del
convertitore e' di -126,5 dBm , ovvero di 0,105 microvolt su 50 ohm.
3) La potenza di rumore equivalente all'ingresso del
nostro ricevitore ,
per una larghezza di banda BW , vale :
NI =
-174dBm + NF +10log BW
Quindi il rapporto segnale
rumore e' semplicemente ricavato :
S/N = SI - NI = -126,5 -(
-174 + 2 + 10log BW )
Con BW=1 KHz avremmo dunque S/N = -126,5 +
174 - 2 - 30 = 15,5 dB
In questa valutazione si e'
assunta una temperatura equivalenete di rumore
dell'antenna (Te , vedi Ref.3 ) pari a 300 Kelvin : in realta' con angoli
non troppo bassi sull'orizzonte potremmo avere Te inferiori e quindi un
S/N piu' favorevole. Per migliorare il rapporto S/N abbiamo aperte 2 strade : far precedere il convertitore da un preamplificatre con cifra di rumore piu'
bassa oppure , piu' convenientemente, aumentare il
guadagno d'antenna.
L'inserimento di un preamplificatore ci consentirebbe un miglioramento limitato , dell'ordine di un decibel , che a queste frequenze e' piu' facile e meno costoso da ottenere con una antenna a piu' alto guadagno.
Inoltre le perdite di interconnessione pesano direttamente sul rapporto
segnale/rumore : pertanto e' necessario porre il convertitore solidale con
l'antenna , o meglio con l'elemento radiatore o illuminatore nel caso di
un'antenna parabolica.
In quest'ultima
ipotesi e' necessario proteggere il convertitore dagli agenti atmosferici con
un adeguato contenitore.
Gianfranco Sabbadini ( I2SG i2sg@ari.it
)
BIBLIOGRAFIA
1)
"PREAMPLIFICATORE "LOW-NOISE , NO-TUNE PER 2,4 GHz"
I2SG - RadioKit
- Marzo/Aprile 1999.
2) "RYTHM-13:
convertitore per i 13 cm" I2SG - RadioKit -
Febbraio/Marzo 1998
3) "COMPENDIUM UHF E
MICROONDE" I2SG